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第二階段的仿真是在***次仿真的基礎上，加入了高頻變壓器以及負載部分。第二階段仿真時針對整個電路的仿真，主要目的是對控制方案給以理論研究。閉環(huán)反饋控制中采用典型的PID控制模式，仿真過程通過對PID參數(shù)的調(diào)試加深對控制方案的理解，以便在后續(xù)主電路調(diào)試過程中能更有目的性的調(diào)試參數(shù)。主要針對輸出濾波電路的參數(shù)、PID閉環(huán)參數(shù)的設置以及移相控制電路的設計進行研究。仿真電路中輸出電壓設定值為60V，采樣值和設定值作差，偏差量經(jīng)過PID環(huán)節(jié)反饋至移相控制電路。移相電路基于DQ觸發(fā)器，同一橋臂上PWM驅(qū)動脈波設置了死區(qū)時間，兩個DQ觸發(fā)器輸出四路PWM波分別驅(qū)動橋臂上四個開關管。本實驗目的是得到穩(wěn)恒高精度...

首先滯后橋臂上開關管零電壓開通時，只有諧振電感提供換流的能量。諧振電感儲能必須大于滯后橋臂上諧振電容儲能加上變壓器原邊寄生電容儲能，在實際當中， 變壓器的原邊匝數(shù)較少， 且原邊大都用多股漆包線并繞。同時在滯后橋臂上開關管開通時，原邊電流近似為恒定，須在開關管觸發(fā)導通前諧振電容完成充放電?，F(xiàn)在死區(qū)時間取為1.2us，結合滯后橋臂上開關管工況，諧振電感不僅為諧振電容提供充放電的能量，還向電源反饋能量，故電流ip小于超前橋臂上開關管開通時對應的電流，計算可得：Ip(lag)==10.6μH。結合諧振電感的參數(shù)協(xié)調(diào)確定諧振電容的值為10μH。電壓傳感器和電流傳感器技術的實現(xiàn)已成為傳統(tǒng)電流電壓測量方法的...

在變壓器原邊副邊匝數(shù)確定后即可進行繞制。根據(jù)高頻變壓器的實際工況，變壓器中流通的是高頻大電流，所以必須要考慮集膚效應。在選用繞制的導線時一方面要線徑足夠，滿足安全性。同時在集膚效應的影響下，如果線徑較大則比較好選用扁銅線。取值銅線流通的電流密度J=3.5A/mm2。原邊電流I=60/7.5=8A。則S原邊=8/3.5=2.28mm2，S副邊=60/3.5=17.14mm2。在選定扁銅線的型號后，根據(jù)扁銅線的線徑和磁芯窗口面積進行核算，驗證窗口面積是否足夠。在這兩個板之間保留著一個非導體。無錫功率分析儀電壓傳感器代理價錢微分時間常數(shù)一般先取值為0，當系統(tǒng)的控制效果不夠好的時候，可以跟設定比例積分...

脈沖發(fā)電機電源是由原動機、發(fā)電機和整流器三部分構成。發(fā)電機由原動機拖動，達到額定轉速后發(fā)電機將儲存的旋轉勢能轉換為電能，通過整流器變換得到直流電壓對磁體供電。整流器可以通過反饋控制給磁體提供的電壓電流，具有較好的可控性，可以實現(xiàn)對實驗波形的初步調(diào)節(jié)和控制。由電容器電源和脈沖發(fā)電機電源構成磁體主要的電源系統(tǒng)，其中帶有反饋控制的脈沖發(fā)電機電源本身具有一定的可控性，可以將平頂磁場紋波控制在一定精度以內(nèi)，但脈沖發(fā)電機電源本身是大容量電源，如果想進一步降低紋波系數(shù)，直接對脈沖發(fā)電機進行控制難度很大，所以需要在原有兩套電源系統(tǒng)的基礎上再配合使用一個小容量的補償系統(tǒng)?；魻栯妷簜鞲衅黧w積小、線性度好、響應時間...

諧振電感是為諧振電容提供足夠的充放電能量，實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開通。諧振電感的參數(shù)選擇對整個電路的軟開關都很重要。為了滿足能量的要求是希望諧振電感值越大越好，并且大電感可以有效抑制電流的急劇變化，防止振蕩，消除尖刺峰值。但是電感值過大會導致更大的占空比丟失，降低了整個裝置的效率，并且電感過大，對應阻抗值很大，會導致系統(tǒng)反應慢[19]。相反的，如果電感值偏小，則可能不能為諧振電容提供足夠的能量，無法滿足軟開關，并且橋臂上的上涌和下沖的尖峰電流的影響會變得明顯，可能引起正負周期工作狀態(tài)不對稱，增大了開關損耗，使功率開關管溫升明顯容易引起開關管炸毀。有兩種主要類型的電壓傳感器: 電容式電壓傳感器和電...

在科學實驗中， 產(chǎn)生強磁場的磁體實際是一個大電感線圈，由大容量的電源系 統(tǒng)瞬時放電， 通過給磁體提供瞬間的大電流，在磁體中產(chǎn)生響應的強磁場。實驗中磁體可以等效為電阻Rm和大電感Lm串聯(lián)，產(chǎn)生的磁場強度和通過電感的電流時呈線性關系的，要想得到高穩(wěn)定度的脈沖平頂磁場，我們相應的給磁體提供脈沖平頂?shù)拇箅娏?。然而上述只是建立在理想的物理模型上得到的理想結果。在工程實踐中， 提供 給磁體的大電流實際是給磁體提供一個脈沖式高穩(wěn)定度的直流電壓。在電壓傳感器中，測量是基于分壓器的。天津電壓傳感器哪家便宜諧振電感參數(shù)確定后即是實物的設計，同上一小節(jié)中高頻變壓器的設計類似，諧振電感的設計也是首先選擇磁芯，然后根據(jù)...

削去原有電源系統(tǒng)紋波的補償方案有三種：注入、吸收、少則注入多則吸收。是單方向的向磁體注入電流，填補紋波，將整體的電流修正到紋波很低的水平。從磁體中吸收電流，是削波的方式將紋波中和得到紋波更小的電流。前兩種方案的綜合，將高于設定值得電流吸收、低于設定值的電流則進行補償，電流的供應室雙向的，即積存在注入也存在吸收。由于磁體電源系統(tǒng)中三套電源是各自**向磁體供電的，所以補償電源系統(tǒng)的設計業(yè)可以**進行。由上述補償方案可見，補償電源只需要補償原供電系統(tǒng)中紋波部分，所以補償電源容量較小，可以直接從電網(wǎng)中取電進行AC/DC變換。補償電路原理圖如圖2-3所示B1為三相工頻整流橋，C0為儲能電容器，B2為IG...

數(shù)字控制電路的軟件主要包括主程序、各個模塊初始化程序、周期中斷服務子程序、下溢中斷服務子程序、AD中斷服務子程序、PID調(diào)節(jié)子程序等幾大部分組成。主程序的主要任務是系統(tǒng)自檢，系統(tǒng)初始化，然后循環(huán)執(zhí)行主程序等待中斷。初始化是對程序中用到的常量、變量進行有意義的賦值，以及對PWM輸出口和DSP數(shù)字I/O口設置，中斷寄存器的賦值、定時器的賦值、事件管理器中相關寄存器的賦值以及A/D模塊中寄存器的賦值也是初始化程序需要完成的任務。為了保證主電路的安全，在初始化完成前，所有的定時器都被禁止，PWM輸出比較器也未被使能，PWM對應的輸出為高阻態(tài)。ADC模塊初始化是對A/D采樣的模式，采樣的通道、轉換的方式...

在超前橋臂上開關管開關過程中，橋臂上兩個諧振電容充放電的能量由諧振電感和負載端濾波電感共同提供，在能量關系上很容易滿足。當諧振電感上電流Ip值變小或輸入電壓變大時，超前橋臂諧振電容充放電時間會變長，即當變換器輕載時，開關管可能會失去零開通條件。在上式中，輸入端直流側母線電壓取值為310V，諧振電感電流Ip=Io/K=60/8=7.5A。取值Vin=310V，Ip=7.5A，死區(qū)時間留一倍的裕量，在此取值為1.2Us，計算得到clead=15.48109。在此可以取值為15nF。目前的濾波裝置級數(shù)低，濾波效果較差，輸出端 可以采用LCCL三階濾波器。深圳化成分容電壓傳感器報價微分時間常數(shù)一般先取...

由移相全橋電路的拓撲結構圖可以看到，四個橋臂上每個開關管都并聯(lián)有諧振電容，諧振電容的存在可以實現(xiàn)開關管的零電壓關斷。所以我們只需要關心開關管的零電壓開通，要實現(xiàn)開關管的零電壓開通，必須在開關管觸發(fā)開通前，有足夠的能量中和掉諧振電容上的電荷，并且要完成該開關管同一橋臂上另一開關管諧振電容的充電，同時還要有能量去抽走變壓器原邊寄生電容中儲存的能量。超前橋臂上兩個開關管工作狀態(tài)是相同的，**是開通關斷時間的存在先后， 可以選取其中的T2 管分析。 T2 管觸發(fā)開通的前一個狀態(tài)，滿足零電壓 開通則須在觸發(fā)開通時與T2 并聯(lián)的續(xù)流二極管D2 已處于導通狀態(tài)，這就要求此時諧 振電容C2 已經(jīng)放電完成。通過...

從持續(xù)時間的角度上分類，強磁場可以分為脈沖強磁場和穩(wěn)態(tài)強磁場。脈沖強磁場可以產(chǎn)生很高的磁場，能為一些科學實驗提供所需要的磁場環(huán)境。但磁場持續(xù)的時間短，且磁場的強度在短時刻內(nèi)是脈沖尖峰狀態(tài)。穩(wěn)態(tài)強磁場是持續(xù)時間相對較長的磁場，并且磁場的強度時保持相對穩(wěn)定的狀態(tài)，但目前的技術條件場強無法做到很高，穩(wěn)態(tài)磁場強度的建設投資大、需求的電源容量大、冷卻系統(tǒng)大并且維護成本高。為了一些同時對磁場強度和穩(wěn)定度都有很高要求的科學實驗，我們就需要提供**度、高穩(wěn)定度的磁場環(huán)境，于是結合到上述兩種磁場產(chǎn)生的特點，科學家們提出了脈沖平頂磁場。這種磁場在滿足磁場強度高的條件下兼顧磁場的穩(wěn)定性。另外，脈沖平頂磁場可以降低測...

微分時間常數(shù)一般先取值為0，當系統(tǒng)的控制效果不夠好的時候，可以跟設定比例積分常數(shù)和積分時間常數(shù)的方法一樣，***選定最大值的0.3倍左右。PID環(huán)節(jié)的參數(shù)設定完成后，將參數(shù)代入程序內(nèi)部，根據(jù)實際實驗的數(shù)據(jù)進行聯(lián)調(diào)。如圖4-10所示為PID子程序執(zhí)行流程的框圖，將系統(tǒng)設定的信號和采集到的信號作差得到偏差值，利用得到的偏差值根據(jù)上述比例、積分和微分三個環(huán)節(jié)的計算得到移相角，輸出給驅(qū)動模塊控制開關管。然后將本次計算得到的偏差值作為下一次PID計算的偏差值的初值，等待中斷然后循環(huán)進行PID的計算，實時調(diào)節(jié)輸出電壓。傳感器是能夠感知或識別特定類型的電信號或光信號并對其作出反應的裝置。南京粒子加速器電壓傳...

若設定比較器周期值為T1PR，當啟動計數(shù)器計數(shù)時，計數(shù)寄存器T1CNT的值在每個周期由0增加至T1PR然后再減為0，如此循環(huán)。在每個周期中當出現(xiàn)T1CNT=T1CMPR和T1CNT=T2CMPR時，則相應的PWM波就會發(fā)生電平轉換。每一個周期中，當T1CNT=0時會產(chǎn)生下溢中斷，當T1CNT=T1PR時會產(chǎn)生周期中斷。由此，當發(fā)生下溢中斷和周期中斷時我們分別進入中斷重新設置比較寄存器T1CMPR和T2CMPR的值就可以改變PWM波發(fā)生電平轉換的時間，通過改變T1CMPR和T2CMPR之間的差值大小就可以改變兩對PWM波的相位差，如此便實現(xiàn)了移相。在試驗中我們是固定比較寄存器T1CMPR的值，在...

隨著現(xiàn)代實驗研究不斷的深入和科學的不斷發(fā)展，科學家對強磁場環(huán)境的要求也越來越高，從而對脈沖強磁場的建設也提出了更高的要求。在歐美以及日本等發(fā)達國家已經(jīng)較早建立了強磁場實驗室，主要有美國國家強磁場國家實驗室、法國國家強磁場實驗室、德國德累斯頓強磁場實驗室、荷蘭萊米根強磁場實驗室以及日本東京大學強磁場實驗室。我國強磁場領域起步較晚，近年來，華中科技大學脈沖強磁場中心開展了大量 關于脈沖強磁場的研究工作。當交流電壓通過這些極板時，由于電子通過對面極板電壓的吸引或排斥作用，電流將開始通過。廣州磁調(diào)制電壓傳感器廠家 避免無序擴張。優(yōu)先發(fā)展技術**的新型儲能項目，如電磁儲能、固體儲熱儲能等，積累經(jīng)...

在實際的系統(tǒng)中，考慮到變壓器有原邊漏感的存在，實際選用的諧振電感值比計算的諧振電感值要小，工程調(diào)試中可以以計算得到的諧振電感值為基準，將諧振電感設計為可調(diào)電感，根據(jù)電路的實際情況調(diào)動諧振電感值來配合諧振電容完成零開通。本電路的仿真分為兩個階段，第一階段仿真不納入全橋變換器變壓器的副邊，末端的負載用一個等效至原邊的電阻代替。此階段仿真主要是為了實現(xiàn)超前橋臂和滯后橋臂的所有開關管的軟開關，并且通過仿真的手段觀察開關管實現(xiàn)軟開關與電路中哪些參數(shù)關系**緊密，以及探討實現(xiàn)軟開關的臨界條件。通過觀測各個開關管承受電壓、流通電流和驅(qū)動信號之間的關系，加強對移相全橋電路的理解，為后續(xù)的參數(shù)設置和電路調(diào)試提供...

在本設計中為防止單臂直通設置了兩路保護：1）在超前橋臂和滯后橋臂上分別放置電流霍爾分辨監(jiān)測兩橋臂上的電流值，電流霍爾的輸出端連接至保護電路。如果出現(xiàn)過電流則保護電路**終動作于PWM波輸出模塊，將4路輸出PWM波的比較器鎖死，使得輸出為低電平，進而關斷橋臂上4個開關管。2）驅(qū)動電路模塊內(nèi)部有過流監(jiān)測。在所設計的驅(qū)動電路中，主驅(qū)動芯片M57962內(nèi)部有保護電路監(jiān)測IGBT的飽和壓降從而判斷是否過流。當出現(xiàn)過流時M57962將***驅(qū)動信號實現(xiàn)對IGBT的關斷。這是通過實現(xiàn)電阻橋的第二種方法實現(xiàn)的，如下所示。廣州高精度電壓傳感器聯(lián)系方式隨著現(xiàn)代實驗研究不斷的深入和科學的不斷發(fā)展，科學家對強磁場環(huán)境...

避免無序擴張。優(yōu)先發(fā)展技術**的新型儲能項目，如電磁儲能、固體儲熱儲能等，積累經(jīng)驗以促進產(chǎn)業(yè)升級。推進電力市場化**：加快電力市場化**，調(diào)節(jié)儲能建設，培育商業(yè)盈利模式。促進電力價格及時反映電量稀缺性，鼓勵儲能企業(yè)創(chuàng)新產(chǎn)品種類，拓展參與電力現(xiàn)貨市場的途徑。統(tǒng)籌國內(nèi)**兩個市場：積極開拓海外新興市場，深化與“****”沿線**的合作，幫助提升可再生能源建設能力。在國內(nèi)，釋放用戶側儲能應用市場空間，支持光儲充一體化電站建設，推動源網(wǎng)荷儲協(xié)同發(fā)展。新型儲能行業(yè)在快速發(fā)展的同時，面臨的諸多挑戰(zhàn)及應對策略。通過科學規(guī)劃、市場化**和**合作，可以有效促進我國新型儲能行業(yè)的**發(fā)展，確保其在全球能源...

A/D模塊無疑是將我們采集到的模擬信號轉換成DSP模塊可以識別和處理的數(shù)字信號，市場上可選用的A/D芯片種類很多。我們選用芯片須得根據(jù)工程實際。選用 A/D 芯片我們重點關注如下幾點： 1）精 度（對應 AD 的分辨率），如果工程中對信號的精度要求很高，則必須選用分辨率很 高的 AD，即位數(shù)較多的 AD，例如 16 位 AD 對應的分辨率為0.015 10 3 。前面提及過DSP芯片本身帶有內(nèi)部AD，但由于其為12位AD（對應分辨率為0.224103），精度達不到本實驗要求；2）輸入信號類型，輸入信號型號指采集到的信號是單端信號還是差分信號，是單極性信號還是雙極性信號；3）AD轉換速...

輸出濾波電感參數(shù)計算：在移相全橋變換器中，原邊的交流方波經(jīng)過高頻變壓器和全橋整流后，得到的是高頻直流方波，方波的頻率是原邊開關頻率的2倍。一般來說，為了減小輸出電流的脈動值，是希望濾波電感的值越大越好。但是電感值過大意味著電感的體積和重量增大，并且整個變換器的動態(tài)響應速度會變慢。在工程計算中，一般取輸出濾波電感電流的比較大脈動值為輸出電流的20%。通過濾波電感的電流為 60A，電流時單向流動的，具有較大的直流分量并疊加有 一個較小的頻率為2fs 的交變分量，所以電感磁芯的比較大工作磁密可以取到較高值。 由于濾波電感上電流主要為直流分量，集膚效應影響不是很大，因此可以選用線徑 較大的導線或厚度較...

避免無序擴張。優(yōu)先發(fā)展技術**的新型儲能項目，如電磁儲能、固體儲熱儲能等，積累經(jīng)驗以促進產(chǎn)業(yè)升級。推進電力市場化**：加快電力市場化**，調(diào)節(jié)儲能建設，培育商業(yè)盈利模式。促進電力價格及時反映電量稀缺性，鼓勵儲能企業(yè)創(chuàng)新產(chǎn)品種類，拓展參與電力現(xiàn)貨市場的途徑。統(tǒng)籌國內(nèi)**兩個市場：積極開拓海外新興市場，深化與“****”沿線**的合作，幫助提升可再生能源建設能力。在國內(nèi)，釋放用戶側儲能應用市場空間，支持光儲充一體化電站建設，推動源網(wǎng)荷儲協(xié)同發(fā)展。新型儲能行業(yè)在快速發(fā)展的同時，面臨的諸多挑戰(zhàn)及應對策略。通過科學規(guī)劃、市場化**和**合作，可以有效促進我國新型儲能行業(yè)的**發(fā)展，確保其在全球能源...

根據(jù)實際工作過程分析，超前橋臂上開關管開通過程中，原邊電路保持向負載端輸送能量，則負載端濾波電感等效于和原邊諧振電感串聯(lián)，這樣對超前橋臂上兩個諧振電容充放電的能量由原邊諧振電感和負載端濾波電感共同提供，這樣能量關系式很容易滿足[6]。時間關系式只需要適當增大死區(qū)時間即可，超前橋臂上開關管的零電壓開通很容易實現(xiàn)。滯后橋臂上開關管開通過程中，橋臂上諧振電容的充放電能量**來自于諧振電感，并且在此過程中電源相當于是負載吸收諧振電感中的儲能，電流處于減小的狀態(tài)，從而滯后橋臂上開關管的零電壓開通實現(xiàn)難度增大。然而，比較好只放大由于傳感器電阻變化引起的電壓變化。寧波磁通門電壓傳感器供應商磁現(xiàn)象是物理界中*...

現(xiàn)假設PWM1和PWM2均設置為高電平有效，下溢中斷發(fā)生時，賦值CMPR1=0，CMPR1=a。下溢中斷子程序結束后返回主程序，計數(shù)寄存器T1CNT從0開始計數(shù)，由于CMPR1=0，發(fā)生比較中斷，PWM1從低電平變?yōu)楦唠娖?。計?shù)寄存器T1CNT繼續(xù)增加至a時，PWM2從低電平變?yōu)楦唠娖?。由此，PWM2和PWM1之間的移相角δ為，所以改變移相角度實際上改變CMPR2的賦值a。20MHz對應50ns。選擇開關頻率為20KHz,對應的定時器T1設為連續(xù)增減計數(shù)模式，則T1的周期寄存器的值500.比較大移相角為180度，對應的數(shù)字延遲量Td為500，可得移相精度180/500=0.36。傳感器的輸出電...

諧振電感是為諧振電容提供足夠的充放電能量，實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開通。諧振電感的參數(shù)選擇對整個電路的軟開關都很重要。為了滿足能量的要求是希望諧振電感值越大越好，并且大電感可以有效抑制電流的急劇變化，防止振蕩，消除尖刺峰值。但是電感值過大會導致更大的占空比丟失，降低了整個裝置的效率，并且電感過大，對應阻抗值很大，會導致系統(tǒng)反應慢[19]。相反的，如果電感值偏小，則可能不能為諧振電容提供足夠的能量，無法滿足軟開關，并且橋臂上的上涌和下沖的尖峰電流的影響會變得明顯，可能引起正負周期工作狀態(tài)不對稱，增大了開關損耗，使功率開關管溫升明顯容易引起開關管炸毀。板之間的磁場將創(chuàng)建一個完整的交流電路沒有任何硬件連...

PWM波可以由DSP芯片內(nèi)部的事件管理器EVA或EVB產(chǎn)生，在DSP內(nèi)部，事件管理器EVA和EVB是完全相同的兩個模塊。它們都有3個比較單元，每一個比較單元都可以產(chǎn)生一對互補的PWM波，一共可以提供6路PWM波。在此選用其中的4路來驅(qū)動逆變橋上的開關管。4路PWM波中選用一路作為基準，將比較寄存器設置為增減模式，在下溢中斷和周期中斷的時候分別重置比較寄存器的值，并且所重置的這兩個數(shù)值之和為比較寄存器的周期值。設置好PWM波輸出的其他必須配置就可以產(chǎn)生一對互補的PWM波作為超前橋臂上的驅(qū)動。下面主要問題是如何產(chǎn)生另一對具有相位差的互補的PWM波?；趯SP的研究，在此采用全比較單元的直接移相脈...

基于移相全橋的工作原理，變壓器副邊占空比的丟失是其固有的特性。副邊占空比丟失是指變壓器副邊的占空比比原邊的占空比小。不同于其他全橋的橋臂開關管的導通過程，移相全橋的對稱橋臂上的開關管導通和關斷過程始終是不同步的，并且在實際的調(diào)整輸出的大小就是通過調(diào)整不同步的程度。只要存在不同步，則變壓器副邊輸出電壓就會在不同步的時段內(nèi)變?yōu)榱悖瑥恼伎毡鹊慕嵌葋碚f是變壓器副邊占空比的丟失，并且原邊不同步的程度直接影響變壓器副邊占空比的丟失程度。通常，在串聯(lián)電路中，高阻抗的元件上會產(chǎn)生高電壓。深圳大量程電壓傳感器報價輸出濾波電感參數(shù)計算：在移相全橋變換器中，原邊的交流方波經(jīng)過高頻變壓器和全橋整流后，得到的是高頻直流...

首先滯后橋臂上開關管零電壓開通時，只有諧振電感提供換流的能量。諧振電感儲能必須大于滯后橋臂上諧振電容儲能加上變壓器原邊寄生電容儲能，在實際當中， 變壓器的原邊匝數(shù)較少， 且原邊大都用多股漆包線并繞。同時在滯后橋臂上開關管開通時，原邊電流近似為恒定，須在開關管觸發(fā)導通前諧振電容完成充放電?，F(xiàn)在死區(qū)時間取為1.2us，結合滯后橋臂上開關管工況，諧振電感不僅為諧振電容提供充放電的能量，還向電源反饋能量，故電流ip小于超前橋臂上開關管開通時對應的電流，計算可得：Ip(lag)==10.6μH。結合諧振電感的參數(shù)協(xié)調(diào)確定諧振電容的值為10μH。因此，整個電壓將通過檢測電壓的傳感電路發(fā)展。珠海粒子加速器電...

輸出濾波電感參數(shù)計算：在移相全橋變換器中，原邊的交流方波經(jīng)過高頻變壓器和全橋整流后，得到的是高頻直流方波，方波的頻率是原邊開關頻率的2倍。一般來說，為了減小輸出電流的脈動值，是希望濾波電感的值越大越好。但是電感值過大意味著電感的體積和重量增大，并且整個變換器的動態(tài)響應速度會變慢。在工程計算中，一般取輸出濾波電感電流的比較大脈動值為輸出電流的20%。通過濾波電感的電流為 60A，電流時單向流動的，具有較大的直流分量并疊加有 一個較小的頻率為2fs 的交變分量，所以電感磁芯的比較大工作磁密可以取到較高值。 由于濾波電感上電流主要為直流分量，集膚效應影響不是很大，因此可以選用線徑 較大的導線或厚度較...

控制電路的軟件設計實則是控制方案的具體實施，其中包含了很多模塊的程序編寫，比如DSP的各個單元基本功能的實現(xiàn)、AD的控制、數(shù)據(jù)的計算處理等。在此只簡述DSP對AD的控制、DSP輸出PWM波移相產(chǎn)生的方式以及控制系統(tǒng)PID閉環(huán)的實施方案。對于任何一個數(shù)字控制電路來說，要實現(xiàn)對被控對象的實時的、帶反饋的控制則必須要實時監(jiān)測和采集被控對象的狀態(tài)值。AD模塊是被控對象狀態(tài)值采集的必要環(huán)節(jié)，實現(xiàn)數(shù)據(jù)的準確采集就必須要實現(xiàn)對AD的準確控制。本試驗中選用的AD的芯片是MAX125。方向相反，從而在磁芯中保持磁通為零。廣州新能源電壓傳感器價格大全在本設計中為防止單臂直通設置了兩路保護：1）在超前橋臂和滯后橋臂...

對于前端儲能電容還需要考慮的參數(shù)是其耐壓值，直流母線上電壓峰值為373v，留一定裕量，可以選擇耐壓值為500v的電解電容作為儲能電容。在電力電子變換和控制電路中，都是以各種電力半導體器件為基礎的。我們在設計電路時，也有很多可供選擇的電力半導體器件，BJT、MOSFET、GTO、GTR、IGBT等。但是每種元件都有其自身特點以及**適合應用場合。例如MOSFET開關頻率高，動態(tài)響應速度快，但其電流容量相對小，耐壓能力低，適用于低功率、高頻的場合[13][14]。門級可關斷晶閘管具有自關斷能力、電流容量大、耐壓能力好，適用于大功率逆變場合。IGBT的性能相對來說是介于兩者之間，有較高的工作頻率（2...

基于以上對移相全橋原理上的分析，本章就主電路的前端整流濾波電路、移相全橋逆變環(huán)節(jié)、輸出端整流電路和濾波電路進行參數(shù)設計。在進行所有參數(shù)計算前，我們對從電網(wǎng)所取的電以及初步整流后的電能參數(shù)進行計算，為后續(xù)計算做準備。一般可以采用下述經(jīng)驗算法：輸入電網(wǎng)交流電時，若采用單相整流，整流濾波后的直流電壓的脈動值VPP是比較低輸入交流電峰值的20%~25%，這里取值VPP=20%Vin。我們提供給后續(xù)變換電路的電源是從電網(wǎng)中取電，如此就涉及到輸入整流環(huán)節(jié)。整流電路是直接購置整流橋，進行兩相整流。參數(shù)計算即是前端儲能濾波電容的參數(shù)設計。該補償線圈產(chǎn)生的磁通與原邊電流產(chǎn)生的磁通大小相等。天津循環(huán)測試電壓傳感器...